「オーディオ＆電子工作自作ヘルプ掲示板」

開発試作では表面実装の部品を2段積みというのはちょくちょく見ますが、5段積みとは驚きです。すごい腕前ですね。

私には出来そうにないので、ユニバーサル基板にハンダペーストで並べると思います。両面基板なら裏から導通が取れます。表面実装のトランジスタでは、やったことがあります。

ken様、おはようございます。

昔、直列に電解コンデンサが入るのは気持ち悪いと知人に頼まれ、秋月電子で扱いのある薄膜高分子積層コンデンサー(PMLCAP)に22μF16V品を5枚重ねで110μFとして使ったことがあります。

壊れやすいので注意が必要ですが、コンデンサをショートする形で∩形のリード線をたてて、その間にコンデンサを入れて挟んではんだ付けした後に余分なリード線を切り離すという工程で取り付けました。

本来こういう使い方をするものではないかとは思いますが、一例として。

ＶＴ様
ありがとうございます。
早速ぺるけさんの記事確認します。

ＫＯＨさん、こんばんは。

残念ながら、応用はほぼ不可能だと思われます。

トランジスタ式ミニワッターPart3の記事の中に＜設計試作苦労話＞という話があり、そのリンク先を見るとぺるけさんがいかに苦労してこの回路を成立させたかが書かれています。

真空管ＯＴＬに応用しようとした場合、そもそもの電源電圧の違いから来る消費電力の増加、起動時の突入電流対策などについて、実機で確認しながらきちんと再設計する必要性がある回路であることが読み取れます。

このために、「トランジスタ式ミニワッターPart4」には＜掟破りの疑似±電源＞という項で。「本機の電源回路の用法は限定的かつ例外的なものですので、これを真似て他のパワーアンプに適用することはできません。」と明記されています。

Kさん
ドレイン電圧の低下は、出力コンデンサーの充電時間との関係があることを知り、勉強になりました。
また、昨日は、夜遅くまでサポートしていただき、本当にありがとうございました。
昨日、お礼の返信をしようとした際に、URLの入力を示され、どうしていいかわからなく新規登録で返信してしまいました、ご容赦のほど、よろしくお願いいたします。

「出力側に負荷を接続すると正常になる」と言うよりは、電源投入後に電圧測定するまでの時間によって変化する可能性は有ります。
ダイヤモンドバッファとヘッドホンジャック間に容量の大きい電解コンデンサが入っているので、電源投入後にこのコンデンサの充電電流が負帰還用の150Ωと100ΩのVRに流れます。
これによって短時間ではありますが、2SK170のゲートに＋の電圧が発生するので、2SK170のドレイン電流が増加してドレインの電圧が低下します。
この時に電圧測定をすると、ドレイン電圧が低く測定されるでしょうね。
ちなみに直流抵抗の低いヘッドホンを接続すると、コンデンサの充電が短時間で終了するのでドレイン電圧が低くなる時間も短くなるこの現象は出にくいと思います。

Kさん
助かります、ご教授ありがとうございます。
先ほど、出力端子にRCAを接続して、再度測定しましたら、左右とも、入力側が6.5V　出力側が6.2V前後になりました。
今までの測定は、出力側にヘッドホーンとかRCAを接続しないで測定していました。出力側に負荷を接続すると正常になるのでしょうか。参考に教えて下さい。

「C1815のｴﾐｯﾀ電圧は5.7V、A1015ｴﾐｯﾀ電圧は7.1V」ならば、C1815のベース電圧は5.7V＋0.6V=6.3V、A1015ベース電圧は7.1Vー0.6=6.5Vになるので、2SK170BLの出力側のドレイン電圧は6.3V～6.5Vになります。
これが3.25Vとなるのは、
１.2SK170BLの出力側のドレイン電圧を測定した時に、テスター棒を接触させたのはアース(グランド)で間違いありませんか？
２.2SK170の２つのドレイン間電圧（ドレイン～ドレイン）を測定してみて下さい。「±0.6V」位のはずですがどうでしょう？

>両電源

>pnp,jfet　二段フォノイコライザ

どうぞ

> "CWR"さんが書かれました:
> 2021.8付けに更新されていた各種のデータですが、OneDriveでは非公開になっているようです。

プロ機材データにミキサー付きマイクプリ、真空管バッファ（差動一段・利得なし）送り出し専用がありましたね。
あとは差動じゃないpnp+jfetのフォノイコライザーとかもですかね。

具体的にどれかは不明ですが、
https://web.archive.org/web/20210805001434/http://www.op316.com/
にアーカイブがあります。探してみてください。
なおこの後は2021/12になり現在のウェブサイトと同様のようです。

西村様

その通りですね。失礼しました。
【追記】Aito's Audio Labの掲示板にコメントをいただいています。KA-8-54P2の評価もあり、参考になります。
https://amp.umetech.com/ariq/joyful.cgi

> うちだ様、VT様が書かれたインダクタンスの測定周波数はきちんと出ていますよ。

>「メーカー発表の最大インダクタンスを測定した周波数が明記されていないと、比較すらできません」

うちだ様、VT様が書かれたインダクタンスの測定周波数はきちんと出ていますよ。
染谷電子
someyadenshi.co.jp/HP/audio/

PMF-12P-8K
www.gtrans.co.jp/SHOP/PMF-12P-8K.html

KA-8-54P2 は春日無線のウェブでは探せませんでした。

VTさん
お返事ありがとうございます。
お手数を掛けました。

Arito's Laboの掲示板で問い合わせて、DE-8K7Wの情報もいただきました。

（LCRメーターで100Hz、1Vでのインダクタンスを測定）
DE-8K7W：　　169.5H
DE-10K7W：　　176.5H

Arito's Laboよりは、「メーカー発表の最大インダクタンスを測定した周波数が明記されていないと、比較すらできません」
との事。実際、公表値は最大値なのか、測定周波数はいくらか、また公表された周波数特性もそれぞれ測定条件が異なるので比較が難しい。どれを選ぶか私の結論は保留です。

> "VT"さんが書かれました:
> KA-8-54P2：70H
> A76-8K48P：34H
> A76-8WK816P：50H
> A86-8K48P：54H
> PMF-12P-8K：200H

> OPT-10PR-8Kは公表値はありませんが、Ayumi's Lab.の東栄変成器のトランスのモデルでは53.8H

KA-8-54P2：70H
A76-8K48P：34H
A76-8WK816P：50H
A86-8K48P：54H
PMF-12P-8K：200H

OPT-10PR-8Kは公表値はありませんが、Ayumi's Lab.の東栄変成器のトランスのモデルでは53.8H

この代替トランスについて更に知りたく思っており、横から失礼ながら質問させてください。
ペルケさんは、KA-8-54P2（8kΩ）を「この小さくて見栄えのしない出力トランスは1次インダクタンスが高くローエンドの表現力が優れています」と評価しています。そこで代替品を選ぶには、インピーダンスや容量だけではなく、一次インダクタンスや周波数特性の情報も欲しいと思っています。
実際私はここで示された代替トランスの一つを使ったのですが、低域の表現力についてKA-8-54P2には及ばず残念に思っています。
もし分かればで結構ですが、KA-8-54P2を含めて各代替トランスの一次インダクタンスだけでも教えていただければ助かります。

sukebayさん、VTさん
ありがとうございます

代替トランスをたくさん挙げていただきありがとうございます
おかげさまで定価の3倍以上払って競り落とさずにすみました

ゆっくりと候補を探そうと思います
トランスに限らず早急に部品を揃えていかないといつ手に入らなくなるかわかりませんね

ハルルラさん、こんばんは。

Arito Audio LabのDE-8K7Wがよいかとは思いますが。

あと、ゼネラルトランス：PMF-12P-8K
https://www.gtrans.co.jp/SHOP/266983/270655/list.html

染谷電子：A76-8K48P, A76-8WK816P, A86-8K48P
https://someyadenshi.co.jp/HP/audio/

コストが大きく上がってもよいならファインメットトランスで
アンディクス・オーディオ：FT-8P-8K
http://www.andix.co.jp/

辺りが使えるかと。

ハルルラさん、こんにちは。
最近の物価高とメーカー撤退で自作意欲が低下していますが。
調べて見ました。
東栄変成器（OPT-10PR-8K）
https://toei-trans.jp/?pid=151595072

Arito Audio Lab（DE-8K7W）
https://www.aritos-audio-lab.com/index.html#%E5%B0%8F%E5%9E%8B%E3%83%88%E3%83%A9%E3%83%B3%E3%82%B9

あたりでしょうか。

皆様、お世話になりありがとうございました。これで区切りとさせていただきます。

現在ではネオン管をパイロットランプに使うことはないでしょうから、スパークキラーは、やってみて効果がある使い方で構わないです。

故障モードについての岡谷の説明はミスリーディングだと思います。Cがショートするとフィルムコンが自己回復するのと、抵抗が焼き切れるのの速い方でオープンします。最初のCのショートを指してショートモードと表現しているようです。ショートしっぱなしになるような部品は一次側には使えません。

ゾーベルフィルタは、本来は容量性や誘導性の回路のインピーダンスを定抵抗にするためのものです。スピーカーの高域はR+Lの直列ですから、逆回路になるR+Cを並列に入れようという理屈です。Wikiの説明はそのような内容です。

そのためには、Rはスピーカーの直流抵抗と同じ値にしなければならないので、47〜100Ωは大きすぎます。ですから、実際には高域で位相が進むのを補償する働きをしています。つまり位相補償です。

本来の定抵抗にする目的で使われているのは、スピーカーネットワークのウーハーに並列に入っているR+Cです。ウーハーのインピーダンスを定抵抗化することで、高域を計算通りに減衰させる効果があります。

スパークキラーをゾーベルフィルタとして使うことはC, Rの値が合えば可能ですが、中身のC, Rがどのような特性かわからないので、私は使いません。実績のある部品を使います。逆回路として働くような定数ですと、高域の電力が加わりますから、電力定格にも注意が必要です。

なお、私の説明は理論的なものです。真空管アンプは出力インピーダンスが高めなので、別の効果もあるだろうと思います。

西村様
　わたしが持っている「アンプ製作のノウハウ　窪田登司著　日本放送出版協会1979年」には、「積分型位相補正」と紹介されています。この本のよると、2つの目的があります。

1．NFBをかけた場合、スピーカーを接続せず無負荷の場合や、スピーカーを接続した場合でも高い周波数でインピーダンスが大きくなり、正帰還状態になることを防ぐため。
2．スピーカーからの逆起電力を吸収（高い周波数だけですが）するため、音楽を聴いていて異常音を発生することを防ぐ効果。

　NFB無しのアンプの場合は、2．のようなことがあればやってみる価値はあります。
　真空管アンプの出力トランスのご利益は、低い周波数域でスピーカーからの逆起電力を吸収してくれることにあると思います。トランジスタアンプとスピーカーの間に抵抗を入れると真空管アンプみたいた音になるという人がいますが、誤解です。

たや様、早速のご回答をありがとうございます。
なるほど、文中に2か所を見つけました。
> 本機の推奨値は0.047μF＋47Ωくらいなのですが、ラグ端子が足りないので不精をしてスパークキラー（0.1μF＋120Ω）をつけて代用
> ※印はZobelの代用のスパークキラーです。

ウィキはエッジを使っているためか右クリックで翻訳されました、が難しいですね…。
なお、私は12月5日 02:54に書きました本をもっており、「積分型位相補正」となっています。目的は同じで負帰還を安定させるためとあります。自分の自作アンプは負帰還を使用していません。

西村様
　横からお邪魔します。わたしが愛用している「トランジスタ式ミニワッターPart2」は、サージアブソーバ（120Ωと0.1μF、 ルビコン製）をゾベルネットワークとして、使用されています。（画像の赤丸部）
　

ken様ありがとうございます。問題なさそうですね。SWの内部を開けて実験してみてみれば確かめられるのでしょうがとても面倒です。

ところで後学のためぜんぜん別のことをお教えください。スパークキラーと同じじゃないかと常々思っていたのが、
http://www.op316.com/tubes/tips/tips28.htm
です。ウィキを見ろとありますが、英文なんて読めません。使用目的は全然違うのは説明を見てわかります。でもゾベルネットワークの代わりにスパークキラーを付けられるんじゃないかと思いました。
実際、岡谷のSシリーズやXEシリーズを見ても高抵抗は使われていないようです。

スイッチに並列にスパークキラーを入れた場合、0.01uFのインピーダンスは50Hzで300kΩくらいなので、パイロットランプのネオン管がうっすらと点灯してしまうので、使わないという約束になったと記憶しています。幽霊ランプと言っていました。それ以外は害はないはずです。そのうち、2次側のLEDをパイロットランプにするようになって、忘れられてしまったと思います。

岡谷の説明書に3種類が併記してあるように、ノイズの原因が何かによって対策は変わりますから、いろいろやってみるしかないと思います。接点の故障は突入電流が原因のこともありますから、その場合はスパークキラーは効きませんし。

ACアダプタはトランス無しでいきなり整流・平滑ですから、温度上昇で抵抗値が小さくなるサーミスタで突入電流を抑えています。

岡谷電機産業㈱営業の北島様からご返答をいただきました。

【回答】
弊社スパークキラーはコンデンサと抵抗を直列に組み合わせた製品となります。
スパークキラーの故障モードにつきましては
過電流等により抵抗が先にダメになるケースが多いため、
本製品は基本ショートモードで故障するものとお考えいただきたく、お願いいたします。

よってご選定頂く際には必ず実機での評価をしていただき、
サージ除去効果の確認とともに、スパークキラー本体に異常な発熱がないか、
（自己温度上昇が5deg以上であれば使用はお控えください）
ご確認のうえでご使用をお願いいたします。

弊社ホームページにスパークキラーの選定について
以下リンクをご参照頂ければ幸いです。
www.okayaelec.co.jp/media/2017/03/08/7
www.okayaelec.co.jp/media/2017/03/08/8

考慮結果：最初のリンクには
「交流回路の場合、負荷の両端（図-3）にスパークキラーを接続する事を推奨」となっていますが、
「交流回路においてスパークキラーを接点の両端に接続した場合、接点OFF時においてもスパークキラーを通して漏洩電流が流れてしまいます（図-4）」
オフでも漏洩電流が流れるということだけのようです。なので私の２つのSWを通る回路では流れないと思われます。サージ除去効果を確認してと返答があります。サージは不明ですが、ノイズは出ていないので効果はあるのではないかと思っています。flip-flop様が言われたようなことは書かれていないようです。

VT様
ご返答ありがとうございます。
やはり両切りがいいんですね。私は室内のコンセントにアナログテスターをあてて AC レンジで片側のみコンセントに差し込みもう片側を手に触るようにして接地側を判定しています。ただ万が一のことがありますので触るのは右手です。

https://www.okayaelec.co.jp/company/history.html
を見ますときちんと書いてありました。あの絵が間違いですね、失礼しました。

ラックスの真空管は言われる通りですね。昔、初歩の真空管ラジオにあった 6RA8 シングルを製作しました。余談ですがそのころ札幌の部品店で \1000 でしたが、今はすごい金額ですね。LUXがSQ-38 に使用していたので買う人が多いのでしょう。
6EM7 はNEC製はダメでした。GE は25年経っても何でもないのですが、NEC の袴付きのものでしたが、1年で真っ白になりました。予備もです。

ダメもとで岡谷電器産業にスパークキラーのコンデンサーがショートモード破壊することがないのかを問合せしました。

西村様、おはようございます。

電源スイッチは安全性という観点からは両切りがより望ましいですね。
電灯線(100V)は片側が接地されているので片切の場合Live(非接地)側を切断すべきなのですが、Neutral(接地)側になってしまう可能性があるということが主な理由ですが、Live(非接地)側を切断してもNeutral(接地)側が接続されていれば電流帰路として働くリスクもあるという考え方もあるようです。
私は昔、スイッチが入っていない方のラインにネオンランプを介してターミナルに接続して置き、これに触れて光ったらコンセントにさす向きを逆にするということをしていたことがありますが、今は両切りスイッチを使うようにしています。

で、両切りスイッチを使った場合、完全に同時にOn-Offするとは限らないようなので、スイッチ並列だとスパークキラーを2個必要になってしまうので、負荷に並列に入れるほうが良いという選択をしています。


岡谷電器産業のロダンはRODINが正しいです。これは「OKAYAの歴史」にも明記されていますし、「考える人」などで有名な彫刻家オーギュスト・ロダン(François-Auguste-René Rodin)から来ているようです。

ルックスのLuxですが、ラテン語の光(lux)が語源と思われます。国際単位系（SI）における照度の単位lux(ルクス)と同系統の読み方ですね。
ラックス(LUX)はイギリス英語の発音lˈʌksから来るカタカナ表記のようです。cup(カップ)のuがア音として表記されるのと同じかと。
ラックス・ラックスマンでは真空管の製造はしておらず、NECなどのOEMだったような記憶があります。

VT様、flip-flop様
ありがとうござます。

> ちなみに西村さんの上の回路図ですが、・・中略・・防げるという構造にはなっているかと思います。

いいえ、残念ながら SW は1個です。でも書いたとおりどうせ寿命との勝負、修正はしません。初期に製作した6EM7シングルと2A3シングルにはそもそも入っていません。それで四半世紀以上使用しており、ＳＷ内部で火花が飛んでいるかもしれないですが気にしません。ノイズが出なければいいのです。

一点、お伺いしたいのですが、誠文堂新光社から出ていた「はじめての真空管アンプ」という本に著者の黒川達夫氏の300Bシングルの設計製作例が載っています。これを見るとスパークキラーは入っておらず、私と同じトグルSWを1個使用して、「両切り」としています。
こういった使い方ではどうなんでしょう？
（この本と300Bの作例によって私は曲がりなりにもようやく設計ができるようになりました）

> 岡谷電器産業は昔ロダン(RODIN)眞空管を製造していた会社でもありますね。

www.okayaelec.co.jp/media/2023/12/22/31　1946年にラジオ用として製造開始とありますね。
300B がいくら売れるからといっても突然、製造できるはずもないし、とは思いました。

下の絵を見ると「ROBIN」のようですね（真ん中よりも下側に日本の各メーカーのマークがあります）。
kawoyama.la.coocan.jp/tubestorytubemakertube.html
ちなみにマツダの2A3 と BESTO（スペルミスではない）の 5Z3 を偶然入手しました。2A3は手放しましたが、5Z3 は今でも元気です。BESTO社も今でも元気で頑張っています。2A3はRCAとそん色ありませんでした。
LUX というのもありますが、現在の LUXMAN ではないそうです。呼び方もルックスだそうです。
inakanosanson.nomaki.jp/RADIOhtml/old-part-6.html

岡谷電器産業は昔ロダン(RODIN)眞空管を製造していた会社でもありますね。

ちなみに西村さんの上の回路図ですが、左のSWを先にOnし、次に右のSWをOnにする。右のSWを先にOffし、次に左のSWをOffするという使い方をしているのであればスパークも防ぐことができるし、スパークキラーによる漏洩電流も防げるという構造にはなっているかと思います。

西村さんの書いた図の上側、この接続だとoffの瞬間に接点に火花放電が発生するのを抑制できないですね。
スパークキラーが直列に入る分、若干電流波形の減衰が早まる効果はあります。

ken様、VT様　ご回答をありがとうございます。

岡谷のカタログを見てみました。S は汎用で定格電圧が150V、XE になると 250V となっていて全世界対応になっていますね。家庭に来ている電圧は日本は低いほうなんでしょうね。
https://www.okayaelec.co.jp/dcms_media/other/fc_2406_all.pdf

> スパークキラーは一次側に使うことを想定した部品
そうなんですね。

余談ですが、岡谷電機産業はどこかで聞いたことあるなと思っていたら HF-300B を作った会社ですね。でも今はノイズ除去が専門でLEDなどを少々扱っているだけですね。餅は餅屋とかいいますがやり慣れたことをするのが一番です。

西村様、こんばんは。

例えば岡谷のXEシリーズには表記があるようです。
ただ、よく見かけるSシリーズの表面にはないですし、データシートにも記述はありませんね。

部品が法規制に適合しているかどうかは、データシートで確認するしかありません。

スパークキラーは一次側に使うことを想定した部品ですから、有名メーカー品であれば大丈夫です。アマゾンで売っている良くわからないものは避けるべきです。

キャパシタはデータシートを見ないとわかりません。安全規格認定品と書いてあれば大丈夫です。

真空管時代は日本のメーカーの安全意識が低かったので、一次側に一般用のオイルコンが使ってあって、爆発しているのをいくつか見たことがあります。一般品の流用は避けるべきだと思います。

UL規格を産んだ米国はさすがで、拙宅にある1952年製のゼニスの真空管ラジオは、写真のようにひときわサイズが大きいオイルコンが使ってありました。赤いラインが入ったのがそれです。トランスレスなのでGNDをシャーシに落とすキャパシタです。

VT様
またまた勉強させていただきました。ありがとうございます。
長さや重さの単位はSI系で統一されていますが、そういう統一基準を制定すれば一つで済みそうですよね。
問題は部品にそれを明示できるかですね。例えばPSEマークのように小さなマークなら部品にも表示できそうです。あるのかな…。（私のアンプに使っているスパークキラーにはそれらしきものは見当たりませんでした。約四半世紀前の古いもの）

西村様
ULなどの部分がどこの国や地域のどの組織が定めた規格かを、60384が「電子機器に使用される固定コンデンサに関する国際規格群」を示していて、-14はそのうち「電磁ノイズの抑制、および、感電防止のために使用されるコンデンサ（X/Yコンデンサ）の基準」を意味しているそうです。
ちなみに現在のJISもJIS C 5101-14としてIEC 60384-14を基に，技術的内容及び構成を変更することなく作成したものになっているそうです。

ken様、ご返答ありがとうございます。
UL60384-14 CSA E60384-14 CAN/CSA-E60384-14 IEC/EN 60384-14
検索するとこんなことが書かれていました。皆、-14 がつくので基本的には同じなのでしょうか。
これから製作する方々は聞いてから購入するといいと思います。

私は安全性を考慮して SW 配線を図のように工夫したつもりです。OFF 時にノイズが出るようになったら寿命と理解しアンプは廃棄するつもりでいます。というのはただでさえ7種類ものアンプを使っています。自分の寿命を考えているからです。もともと真空管の予備も寿命を考えて本数を確保しました。

自分も高齢者、これからモノを増やすことはしません。なのでken様がもう一つの板で魅力的なものをご紹介いただいておりますが製作しておりません。
（幸い故障していても、自作でも、全オーディオ類を自宅まで出張買取してくれる業者がいます。使っていない真空管も同様にあります。廃棄とはそれらの業者に買取してもらうことです。アンプは重いのでゴミ集積所までもっていくのも大変）

スパークキラーやラインフィルタなどのAC一次側に使用するキャパシタは、耐電圧や漏洩電流などを定めた安全規格に準拠していなければならないことになっています。アマチュアの場合は法規制は受けませんが、安全規格認定品を使った方が良いと思います。

ご参考まで

ご報告
おかげさまで無事？AKIDAC +activeLPF回路が完成し音楽を楽しんでいます
ありがとうございました　最終結果をご報告です。

①採用したFETは６ピンICタイプの2SK５8です(Idss 4mA実測値です)
②ドレイン電圧は実測で (10.6 9.5) V　と　(10.9 9.9) V
定電流部のソース部電圧 (0.45 0.47) V　（定電流値　3.7mA実測値です）
③フィードバック部の分圧抵抗値は(3.0KΩ、3.3kΩ)とバージョン２準拠です　
④入力オープン対策の高抵抗は手持ちの関係で100kΩ
回路図、sym.結果f特図、実際のactiveLPF部の入力と出力の観測波形PP値から計算したf特図
を付けます、ありがとうございました
＊本当にペルケさんの設計は作りやすく安定した結果が得られますね、感謝！！
＊又紙箱_筐体です！！

VT様、ken様　アドバイスありがとうございます。

＞R69の470Ωですが、単純に削除してしまうとQ13のFETのゲートDC電圧が不定になってしまいます。
了解です！
akidacに付けたLCフィルタはVer2の物で、作ろうとしているactiveLP回路がver3で
やや　混乱しそうでした

＞トンボさんの回路のままで大丈夫だと思いますよ
ありがとうございます
＞Ver2とver3で抵抗の配置が異なる
そうなんですね、V3では8200pまでがpassive_LCフィルタ部、V2では470Ωまでがpassive_LCフィルタ部ですよね！
今回akidac用V2のpassive_LCフィルタのあとに8200pを足しそうになりました（後述します）

＞Spiceが使えるなら、シミュレーションしてみてください。
はい、内容の理解は不十分ながらいろいろ試しています、V2のpassive_LCフィルタの後ろに8200pを追加して
1200pの帰還部のコンデンサ２個を1500p２個にしたら　20kHzの肩部分がすばらしく綺麗な応答になってちょっと
試してみようかという気になっています！

アドバイスをありがとうございます　（思考回路の活性化、安全装置になります！！）

トンボさんの回路のままで大丈夫だと思いますよ。Ver2とver3で抵抗の配置が異なることに注目してください。フィルタとしては、どちらでも機能します。単に470Ωを削除すると、とんでもないフィルタ特性になります。Spiceが使えるなら、シミュレーションしてみてください。

トンボ＠横浜在住さん、こんばんは。

R69の470Ωですが、単純に削除してしまうとQ13のFETのゲートDC電圧が不定になってしまいます。
追加予定のアクティブフィルターでDC電位が固定できるなら削除できるかのうせいがありますが。

ご参考まで。

flip-flop様,ken様　
ご意見　アドバイスを頂いてるのを気づかず申し訳ありません。
投稿不慣れで　最初に頂いたアドバイスでうれしくて作業に熱中してしまいました！　追加アドバイスのお返事遅れてすみません

ken様　Q13,Q14　Q16まわりのアドバイス、了解です

＞　なお、spiceの歪み率は参考程度です。
ありがたいご意見です。なにが重要なファクターなのか似非エンジニアには判別がつかず
悩んでました。

flip_flop様

＞気になるのは
＞入力LPFに470Ω負荷がぶら下がっている（元回路は470kΩ）
type2用LCフィルタ（LC 1段ローパスフィルタ）を以前作成して直接ミニワッターにつないで使用しており
今回その間にアクテイブフィルタ作成して挿入する計画です（470kが必要でしょうか？）

＞・差動がK170と違う　→裸ゲインが50倍から約10倍に減る
30ATMはシミュレーション途中の画像でした紛らわしくて申し訳ありません（K170は部品箱に１個だけ有り）
添付画像から　読みとれるよう？　もろもろ勉強？します

＞差動のFETは．．2SK2145を．．選別するか、　．．JFE2140を必要数買う．．．　
ペルケさんの選別回路を以前作成して選別は出来ます（３０GRを選別してみました　Vgs５％以内が取れました＾＾）
また、部品箱のすみから　SONY社製のS 58　なるペアのFETの６ピンICを見つけ出しました（６個ほど）
IC内２個のFETのIdss測ってみた所　約４ｍAでペア間の差は１％程度でした、これも使えそうです。

＞初段のVdsは最大振幅時に３Ｖ残したいので、無信号時のドレイン電位は７Ｖ以上がベターですね。
了解です　迷わずドレイン抵抗値決定できそうです、ありがとうございます

作業に熱中してたと言うのは　FETの差し替え、其れにあわせてドレイン抵抗の交換 が可能なように
ソケット実装して、各素子を半田付けする前に配線の方を半田付けしながらあれこれ考えていました

添付画像の様なジャンク基盤で作成予定です

又　アドバイスよろしくお願いします _!_）

AKI_DAC＋LPF Version3.0の元回路と比較してみました。トンボさんが変更している部分で気になるのは次の２点。
・入力LPFに470Ω負荷がぶら下がっている（元回路は470kΩ）
・差動がK170と違う　→裸ゲインが50倍から約10倍に減る

添付画像はK170-BL, K30A-GR, K30A-Rの実測データですが、K170は1.9mAでgm=16mS、K30Aは1mAでgm=1.8mSです。
Idss=0.38mAのK30A-RでもVgs=+500mV振れば1.5mA流せますので、使えない事はない。
初段のVdsは最大振幅時に３Ｖ残したいので、無信号時のドレイン電位は７Ｖ以上がベターですね。
差動のFETはIdssで±5%以内にしたいので安い2SK2145を沢山買って選別するか、マッチングの保証されているJFE2140を必要数買うのが一番早いかと。

Q13,Q14は無信号時1mAで、出力振幅が2VrmsならIdは約+/-0.24mA振れますから、私なら余裕をみてIdss>1.5mAのものを使います。この場合も、Q16が2mAから大きくずれるようならR71の調整が必要です。

2SK30ATMはgmが小さいので、負荷抵抗を大きくしたとはいえ、裸ゲインが下がります。2SK170よりもフィルタの特性が悪くなりますが、聴感で良ければOKだと思います。

なお、spiceの歪み率は参考程度です。

早速の　ご回答ありがとうございます

＞ドレイン電位を1/2Vccにするのは、クリップ出力を最大化する条件です。
かろうじて理解できます

＞最大出力が2.0Vrms程度ならドレイン電位は５Ｖでも大丈夫です。
なるほど！

＞6-7Vの方が歪みが良いのは．．．どちらも裸ゲインが上がってNFB量が増えます
うーん　本物のエンジニアじゃないので　理解が！　　　シミュレーションの結果もほぼ正しいのですね！
理解出来るようになりたいですが　flip-flop様のご説明を根拠に試作を進めます

昔？から本掲示板ROMユーザーでしたが　flip-flop様等の技術論は楽しみにオーデイオの奥深さ？を
楽しませていただいていました！

＞Idss>1mAなら問題ない
ありがとうございます、安心して素子選び、試作が出来ます

本当にありがとうございました

ドレイン電位を1/2Vccにするのは、クリップ出力を最大化する条件です。
最大出力が2.0Vrms程度ならドレイン電位は５Ｖでも大丈夫です。
6-7Vの方が歪みが良いのは、負荷抵抗が同じなら電流が増えた分、√Idでgmが増えるため、
電流が同じなら負荷抵抗が大きくなるので、どちらも裸ゲインが上がってNFB量が増えます。
初段差動はIdssの小さい方が同じ電流でもgmは少し大きい。Idss>1mAなら問題ない

VT さま
ありがとうございます。
ぺるけさんの記事参照してみます。

TAKEさま、こんばんは。

スピーカー端子の0-8Ω間にコンデンサー＋抵抗器ですが、ぺるけさんの「私のアンプ設計＆製作マニュアル」の雑学編 20. スピーカー端子のCR・・・Zobelネットワークというものです。
http://www.op316.com/tubes/tips/tips28.htm
をご覧ください。

お聞きになりたい件もこのページに書かれています。

ken様、こんばんは。

なるほど、そうですね。非対称でDC変動したので、その時定数がLとRで決まるというのは納得です。
歪み率の過渡変動はバイアス点のズレによる非対称性変化によると説明できるかな？
球の音はLRだけならほぼ同じに近くなるはずで、
http://daisany.private.coocan.jp/html/2022-8-02-04.html
の【三極管と五極管】の第一節　三極管アンプの理論的考察　図１－１　三極管の特性 のrpとRLを見ればだいたい積は同じです。トランスのRLとLp（インダクタンス）はトランスによって違いますが・・・

後は、古典管では、グリッドカーブがほぼ等間隔で、
http://web1.kcn.jp/tube/tube%20data.html
バイアス点のズレによる非対称性変化によることが少ないとでもなるのかなあ？まあ、どうなのかわかりません・・・・・

ただ、歪率計の示しているものは、現実ではないということに要注意です。A2級の歪率特性の問題は、そういう点で意味があるのか私にはちょっと疑問です。

うんざりはちべえさん、

A2級の歪率特性という題からはずれるのですが、16msまたは15msの変動は、出力管の内部抵抗と出力トランスのインダクタンスが作るLRフィルタの過渡解だと考えて良いですか？ 16Hと1kΩでちょうど16msです。

ken様、おはようございます。

まあ、球の音というのは無帰還のこの過渡的歪の変動が作っているのかもしれません。これは、真空管アンプでないとできないことです。しかも、シングルアンプだけです。
だから、私のNFBをかけるという事は真逆なのかもしれません。

うんざりはちべえさん、

詳しく教えていただき、ありがとうございます。私も善し悪しは人間の感覚だと思います。音楽を楽しむのが目的ですから、なおさらです。

にもかかわらず私がいろいろと調べているのは、なぜA2級は最大出力付近で歪率が低下するのかという技術的興味です。そのため、歪率のシミュレーションやら、直結とCR結合の違いなどを調べています。

なにしろ、トランジスタには無い方式なので興味深いです。

ken様、おはようございます。

そうですね。バイアスはDC変動します。でも結局、出力はプレート電流からなので、グリッド電圧の非対称は、三極管のロードラインの非対称でプレート電流は決まります。しかもトランスの動作も過渡的にDC変動します。↓に説明しています。
http://daisany.private.coocan.jp/html/2024-1-31-01/2024-1-31-04.html
第2節　アンプ回路図　　のR11がスピーカーで、V5はシミュレーションの電圧源で実際にはありません。なお、こんなものは、気でもふれない限り作ったりしない でください。本 機は実験機であり、こうなるものと保証するものではありません。
訂正：図3の解説の
＞最大 値約77mA、最小値1約7.5mAとなり、およそ7mAくらい増えている。
ー＞最大 値約77mA、最小値約17.5mAとなり、およそ7mAくらい増えている。
なお、これは私の見解であって、真実なのかは不明です。

A2となると、グリッド電流も流れますからグリッドバイアスもDC変動し、トランスの電流の非対称によって更に余計にDC変動します。

歪み率計は、正弦波を入れて、数秒後に安定しますから、トランスのDC変動後の話なので、もともと怪しい計測なのです。だって、音楽は定常正弦波でなくて瞬間瞬間変動しますからね。
結局、人間が価値を決めるので、人間の感覚が一番でしょうね？別にオーディオを否定するものではないですよ。ぺるけ師匠も音が全てだったんだから・・・

おまけ
http://daisany.private.coocan.jp/html/2024-3-11-01/2024-3-11-01.html
でも、スピーカーは質量の運動なので、ロードラインは、必ずしも直線にはなりません。
http://daisany.private.coocan.jp/homepage2/html/SPEAKER.html

なお、これは私の見解であって、真実なのかは不明です。

答えにはなっていないのですが、直結とCR結合では、出力管の動作点が違うのではないかと思いつきました。

図は3極管に正弦波を入力した時の典型的なプレート電圧波形です。負側の波高値が大きく、面積も大きいです。つまり、負にオフセットしています。

この波形を次段の3極管に入力すると、直結の場合はグリッドにこの波形がそのままかかります。

CR結合では、Cの後ろではDC電圧成分はゼロでなくてはなりません。そのため、この波形はDC成分がゼロになるように正側にずれます。つまり、Ep-Ip特性のグリッド電圧が少し正の点を中心にスイングします。

このため、CR結合の方が最大出力が小さくなるはずです。歪は難しいところですが、グリッド電圧が深い部分に行かなくなるので、やや減るのではないかと思います。そうすると、ドライバーとの歪の打消しが変わるはずです。

Ayumi's Labの、二次歪が加わると動作点が変わるという記事を読んでいて気づいたのですが、大昔に何かで読んだような気もします。

VTさん、

不躾な書き方をしてしまい、申しわけありませんでした。

10は名前だけは知っていましたが、データシートは初めて見ました。きれいなカーブに驚きました。基本的に指数関数に従う半導体では真似の出来ない特性です。

それにしても、excelでFFTが出来るようになって、今までは手の届かなかった解析が、簡単に出来てしまいます。大変な時代になったものだと思いつつも、肝心の歪率減少のメカニズムはさっぱりわかりません。

ken様、おはようございます。

6V6GT(GE)のプレート特性図の解析、お疲れさまでした。

先に私が書いたA2級アンプの出力管は10で、グリッドが正の領域もデータがあるのでグリッド特性図までは変換できたのですが、当時の知識ではそこから歪率を計算する方法が理解できずにそこで断念してしまったのですが、作ったグリッド特性図からはひずみの出方が変わるようには思えないという印象を持った記憶があります。
そこで先の投稿でも出力管ではなく、出力段という表現にさせていただきました。

出力管だけの歪率の計算が出来ました。三結でVg>0のEp-Ip特性がデータシートにある6V6GT(GE)で、(Vg, Ep)を読み取ってexcel で3次式にフィッティングしました。3次式なのは2次歪と3次歪を扱うためです。

添付図の左上がフィッティング結果です。きれいにフィッティングしています。この式にsin(θ)を代入するのですが、無信号時バイアスを(250V, 40mA)と想定して、sin(θ)-14を代入しました。-14は上記バイアスでのグリッド電圧です。

得られたプレート側での波形が添付図右上です。正弦波ですが、上側と下側で波高値や面積が異なります。歪が発生しているだけでなく、DCシフトも発生しています。

プレート側の波形をFFTにかけると歪成分が求まります。添付図左下は横軸をプレートでの基本波の実効値電圧とした歪率特性、右下は横軸を出力電力とした歪率特性です。

約2.2W, 2.7Wの2点はグリッド電圧を+2V, +4Vまで振っていますが、歪は単調に増加しています。Ep-Ip特性から予想出来ることではありますが、出力管の特性だけでA2領域で歪が減少するということは無さそうです。

やはり、歪率測定の問題、ドライバーとの打ち消しがありそうに思えます。また、振幅が大きくなるとDCシフトが起こっていることが出力トランスに影響を及ぼしている可能性もあるかもしれないと思いました。

VTさん、

貴重な情報をいただきありがとうございます。

出力管だけで起こる現象だとすると、Ep-Ip特性から説明できないといけないと思います。考えてみます。

kenさま、お早うございます。

　残念ながらデータは残っていないのですが、ずいぶん昔、初めて作ったA2級アンプのひずみ率が変な格好だったので、前段とのひずみ打消しが起こっているなら十分低ひずみで駆動力があるアンプでドライブすれば普通の形に戻ると思って、トランジスタアンプの出力で出力管を直接駆動して各々のひずみ率を比較するというお遊び実験をしたことがあります。
　その結果、トランジスタアンプのひずみ率は測定限界以下であるにも関わらず、A2級動作になるあたりで出力管のひずみ率が一度下がるという現象は残ったことから、少なくともA2級動作させた出力段自身にあのようなひずみ率の推移を示す素因があるらしいと推測しております。

菊地さん、VTさん、

いろいろと教えていただきありがとうございます。

実のところ、もっともありそうなメカニズムは、出力管のグリッド電流が流れるとドライバーの負荷が重くなって歪が増加。それによって出力管との２次歪の打ち消し量が増えるというのだと思っています。

動作条件によっては、主力歪率特性が直線的でなくなる可能性があるというのも、その通りだと思います。

どういうわけか、この興味深い主力歪率特性についての明確な考察にめぐりあっていません。そのため、2次歪と３次歪は打ち消し合うことは無いというのは、ベテラン諸兄の間ではコンセンサスはあるのだろうかというのが、皆さまに質問を投げかけた理由でした。やはり同じ考えをお持ちだとわかりました。

kenさま、こんばんは。

「2次歪み中心のところに3次歪み成分が割り込んでくると、みかけ上歪みが減ったようにみえるということはよく知られています」ですが、そのあと「A1級では、こういう凹型にならずに」と記述されていることに加え、「みかけ上」と「みえる」いう言葉が入っていることからもわかるように、実際に2次歪と3次歪が打ち消しあうとか、3次歪み成分が歪みを減らしているということを言っているのではなく、A2級では3次歪み量が急激に増え始めるグリッドがプラスの領域へ入り始める近傍の信号レベルで一度、信号レベルが上がったにもかかわらず「最大出力近くになると歪み率は一旦減少あるいは横ばい」になり、「みかけ上歪みが減ったようにみえる」というその右に示されたグラフ例示された事象が生じることを記述しているに過ぎないものと思われます。

で、そのような現象が起こる原因は、入力電圧に対する出力電圧をプロットしたライン(リサージュ波形のような)をつくるとしばしば、グリッドがプラスの領域へ入るポイント付近でこのラインが曲がってしまうことがこれに関係しているのではないかと思いますが、実際に各ひずみにどういう影響を与えるのかを解析したことがないので、確証はありません。

　私の解釈がどこまで正しいかわかりませんが、ご参考まで。

お正月から難問を提案なさっていますね。
というか、お正月だから難問にもじっくり考えられるのかも・・・

で、私は難しい事は解りませんが、
どこかで２次歪が打ち消されるポイントがあるのではないかと思います。
２次歪に比べて高次歪みを打ち消すのは難しそうなので、
トータルの歪量を左右するのは２次歪の打消しだと思うのです。

そこでネット上に公開されている作例の中から、回路図と歪率の掲載されている作例を
片っ端から眺めて、歪率の上昇が水平に変化する作例をピックアップしてみては如何でしょう。
何か回路動作的に共通するポイントが見つかれば、今回の問いのヒントになるかも？

そこで自分の作例を眺めてみたら以下のような作例でした。
https://www.asahi-net.or.jp/~CN3H-KKC/claft/6v6gtq2.htm

上記のぺージの後半で電源電圧を上げた場合の歪率があるのですが、
５Ｗから１２Ｗくらいまで歪率の上昇はなく、むしろ減ってたりします。

ただＱｕａｄⅡ回路はドライブ段と出力段が絡み合った回路で、原因はさっぱり分かりません。
ちなみに、反転信号が何処から来るのかで、過去にＭＪ誌の先生方の解説が全滅だったという
驚きの事例まで有るほどで、今は簡単にシミって解ってしまう、良い時代になりました。

さらには以下のページのセットも、クリップ手前で歪率が一息ついています。
https://www.asahi-net.or.jp/~CN3H-KKC/claft/6as7_depp.htm

これは極端に感度の低い出力管で、ドライブ段も目一杯になっているので、
ドライブ段と出力段とで、歪の打消しが起こったのではないかと愚考します。　　　

ただし、どちらもＡ２級ではないので、ほとんどヒントになってないですね。
何方かわかる方のフォローを、お待ちしています。